今天来聊聊关于boost电路特点，boost电路的文章，现在就为大家来简单介绍下boost电路特点，boost电路，希望对各位小伙伴们有所帮助。

1、摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。

(资料图)

2、根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。

3、一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％ 　　关键词：升压电路；软开关；同步整流 　　引言 　　轻小化是目前电源产品追求的目标。

4、而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。

5、但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。

6、一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

7、 　　Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。

8、由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。

9、 　　Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。

10、在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。

11、如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。

12、 　　本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。

13、该方案适用于输出电压较低的场合。

14、 　　1 工作原理 　　图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。

15、其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。

16、通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。

17、考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。

18、下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。

19、在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。

20、 　　1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。

21、在t1时刻，S1关断，该阶段结束。

22、 　　2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。

23、 　　3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。

24、 　　4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。

25、电感L上的电流又流过S2。

26、L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。

27、 　　5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。

28、因此，S1是工作在硬开关状态的。

29、 　　接着S1导通，进入下一个周期。

30、从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。

31、其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。

32、但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。

33、 　　在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。

34、其工作原理描述如下。

35、 　　1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。

36、在t1时刻，S1关断，该阶段结束。

37、 　　2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。

38、直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

39、 　　3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。

40、 　　4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。

41、电感L上的电流又流过S2。

42、L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。

43、 　　5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。

44、S1的漏源电压可以近似认为线性下降。

45、直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

46、 　　6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。

47、 　　接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。

48、可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。

49、 　　2 软开关的参数设计 　　以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。

50、电感电流的峰峰值可以表示为 　　ΔI=(VinDT)/L （1） 　　式中：D为占空比； 　　T为开关周期。

51、 　　所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 　　Imax=ΔI/2＋Io （2） 　　Imin=ΔI/2－Io （3） 　　式中：Io为输出电流。

52、 　　将式（1）代入式（2）和式（3）可得 　　Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） 　　Imin=(VinDT)/2L－Io （5） 　　从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。

53、另外，通常满载情况下|Imax||Imin|。

54、所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。

55、这里将S1称为弱管，S2称为强管。

56、 　　强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。

57、 　　将式（4）代入式（6）可得 　　实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。

58、在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。

59、 　　(C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8） 　　式中：tdead2为S2开通前的死区时间。

60、 　　同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 　　(C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9） 　　式中：tdead1为S1开通前的死区时间。

61、 　　在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。

62、首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。

63、因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。

64、 　　3 实验结果 　　一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。

65、 　　该变换器的规格和主要参数如下： 　　输入电压Vin24V 　　输出电压Vo40V 　　输出电流Io0～2.5A 　　工作频率f200kHz 　　主开关S1及S2IRFZ44 　　电感L4.5μH 　　图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。

66、从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。

67、从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。

68、但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。

69、 　　图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。

70、最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。

71、 　　4 结语 　　本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。

72、在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。

73、设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。

74、因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。

75、电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。

76、因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。

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